Multiphase Buck Design From Start to Finish (Part 1)

在当下的计算环境中，CPU、GPU等低压大电流的供电环境下，多相Buck的供电是主流。多相降压稳压是一组并联的降压功率器件，其每组都有自己的电感和MOSFET，称为相位，他们共用输出电容，在稳定运行的时候，其PWM的相位相差360°/n；n为相位总数。如下图所示，为3相Buck电路，那么其PWM相位每相相差120°。

与单相降压相比多相转换器有以下关键性能优势：

1. 减少输入电容；减少输出电容；
2. 在高负载电流情况下，提高热性能和效率
3. 在负载瞬态时，改善过冲和下冲，提高响应能力

Figure 3-2展示的是多相Buck输入电容归一化的RMS电流值：

(式1) D=Vout/Vin；n=# of phase；m= floor (n x D)

如果是单相的Buck，那么输入纹波值最大的点是占空比D=50%；如果是2相Buck，那么输入纹波最大的点在D=25%和D=75%；在D=50%的点理论上输入纹波是0；但是由于元件参数的差异和PCB布线的寄生寻找，纹波是不可能为0的；但是我们知道，在D=50%附近输入纹波是比较小的，那么输入电容的数量、容值就可以相对减少。其意义在于指导我们通过合理的相数n和占空比D可以显著降低输入电容应力。

Figure 3-3展示的是多相Buck输出电感电流和纹波电流：

从Figure 3的波形中知道，2 phase Buck的PWM其输出相位相差180°；如果是n phase那么相位相差。同时输出电感电流、在输出电容处相加减，得到的电流即为电容的纹波电流，相比于IL1、IL2都要小，那么在相同纹波指标的情况下，2 phase buck电源所需要的电容就更少了；同时纹波电流的频率升高2倍，那么更高频的纹波就能通过更小的电容进行滤除。

Figure 3-4展示的是多相Buck输出电容归一化的纹波电流值：

(式2) D、n、m与(式1)一致

同样的，通过图3-4,我们能了解到，输出的纹波电流当为2 phase设计时，输出纹波D=50%时为0；3 phase时输出纹波在D=33.33%和66.66%时输出纹波是0；但是也是由于器件参数、PCB布局的寄生导致纹波电流达不到理论值，但是只要占空比工作在这些占空比附件那么就能获得最优性能。

输出电容量需要考虑直流纹波和交流瞬态响应。一般情况下交流瞬态响应的规格要比直流纹波严格。所以交流瞬态响应决定了输出电容的总电容量。

多相电源设计例子：

从上表中知道：TDC=200A和IMAX=240A，那么设计需要6 phase，那么在ITDC时，每一相的电流200A/6=33.33A；IMAX时每一相电流40A，较为合理，如果每相电流太大，温度太高，散热存在问题。

在多相Buck应用中，一般每Phase电流在25-35A TDC是比较合适的，效率较高。然后再确定功率电感值。计算电感值可以在ON Time或者OFF Time时间计算。计算电感前确定开关频谱fsw、纹波系数：0.25.

那么选择标准值电感为：0.15uH=150nH的电感。

输入电容的选择及计算：

在输入电容的选择和数量方法大致如下：使用聚合物电容或者大电解电容扛住瞬态响应时瞬间的能量补充，MLCC主要用于稳态下RMS电流和直流纹波，其数量计算如下：假设在公式1中计算输入电流RMS值为：；归一化后知道

那么查看所选的MLCC 22uF电容在fsw下的20℃的温升 5A RMS的额定值，那么需要放置4颗以上MLCC电容。

为了每一相的输入电源纹波都能满足要求，需要计算每一相放多少颗电容；如下：

假设Vout=0.9V VIN=12V η=85% 那么0.0882

计算结果：每一相输入端至少要放1pcs 22uF电容；考虑温度因素；留有裕量需放2pcs。

如下图5-1所示：规格为16V 22uF 1210电容，在12V的直流偏置时实际上其电容量只有15uF左右；这也是为什么需放2pcs的原因

输出电容的选择及计算：

在计算输出电容时需要同时考虑直流纹波和交流瞬态规格的需求。一般情况下交流瞬态通常比直流纹波规格更高，并规定了需要的总输出电容量。

在上面我们已经计算过电感L=0.15uH，那么每一相的纹波电流也可以知道。

通过输出纹波计算输出电容的话，仅用214uF就能满足要求，然而实际在多相Buck电路中，电容值源大于这个值。

从图5-2的波形图中我们知道，在负载从轻载跳变到重载，Step=150A时，Vout会下冲，相反从重载跳变回轻载时，Vout会过冲。通过表5-1的参数计算一下过冲和下冲的时间以及电容电荷。

（式6） 6 phase

（式7）

在电流突增期间；可以把电感看作瞬态线性充电过程，那么电感两端的电压为；此时的有效电感值是，6 phase电感并联。

（式8）

（式9）

电流突减过程；可看作电感线性放电过程，电感两端电压为Vout。知道过冲和下冲的电荷量后；计算输出电容，只要除以Vout上允许波动的摆幅即可；根据Spec为5%*Vout。

（式10）

（式11）

上述（式10）（式11）是考虑DCLL后计算的电容输出电容量。通过两个式子比较发现，过冲需要的电容量远大于下冲的，因为在负载释放瞬间，处理器所需要的能量减少，电感器中存储的能量都要释放到输出电容中，这些能量形成过冲；而加载瞬间，除了从电容中抽取能量外，电感能量会也会提供一部分，因此计算得到的值小一点就能满足。

如果规格参数中没有定义DCLL参数，那么在计算输出电容时，DCLL=0即可。

（式10）

（式11）

在多相电源里，为了提升效率，减少热量；控制器会在低电流时减phase，电流达到一定值后增加phase，这样能够使电源在5-200A区间内，效率都在90%以上；这个是单相电源不可能达到的指标。

在低电流状态下，主要损耗为开关损耗；当电流增大到一定值后，导通损耗占主导，控制器会增加phase均分电流，减少导通损耗。那么切换状态的最佳时间点如图3-5所示，为效率曲线的交叉点。