以FS150R12KT4为例，针对该IGBT模块选择栅极驱动芯片，栅极电阻。
首先，已知驱动栅极驱动芯片的电源是±15V，开关频率是15kHZ
设定上升时间和下降时间是0.3us（为什么这么设计的呢，因为开关频率是15kHZ，转换成周期T=1000/15=66.6us，这个的精度就是千分之一即0.066，即死区在0.66以内，上升时间和下降时间要在这个范围以内，所以初步设定上升时间和下降时间设计为0.3us=300ns）
“根据I=Q/T大致估算电流，根据IGBT的tr，可得i=1.25、0.03=42A。”这种算法是假设整个栅极充电过程中的电流是恒定值。是基于电流的理想峰值计算，而非实际驱动电流中的持续水平。输入电容的充电是一个动态过程，栅极电流不是恒定不变的。在开启瞬间，电流会表现为陡增的阶跃性变化，并很快衰减。所以不采用I=Q/T估算电流。
https://zhuanlan.zhihu.com/p/384672090根据英飞凌写的这个计算公式估算一下电流
该IGBT驱动电流是一定会小于0.74（15-（-15））/5=4.44A，也就是Ipeak驱动环节可以输出的最大电流为4.44A
而我选择的栅极驱动芯片的最大驱动电流应该是4.44A是最大的，可以小一点，具体多少还得往下算。
我的想法是通过技术手册上tr=0.03us=30ns此时的测试条件来反推有效门极电荷，然后把求得的门极电荷用来计算在tr=300ns条件下的外接栅极电阻。本质原则就是门极电荷不改变。
下图是技术手册上tr=0.03us=30ns的测试条件：
把门极的电流波形近视为三角波，存在Q=1/2Ipeaktr
Ipeak=0.7430/(5+1.1)=3.6A，tr=30ns，tr1=300ns
因此有Ipeaktr/Ipeak1tr1=3.6/10Ipeak1=1
所以Ipeak1=0.36A即导通的最大电流是0.36A。
所以根据Ipeak1=0.7430/(5+x)=0.36A推出x=56.67Ω，即Rext,on=56Ω，所以开通电阻是56Ω
同理，求出Rext,off=10Ω，因为设计的导通和关闭的电路不一样，关闭的时候是两个电阻并联得到10Ω的电阻，所以两个分别是56和13Ω。关断的最大电流是1.5A。
开关频率是15kHZ，转换成周期T=1000/15=66.6us，
根据这个公式求导通电流的有效值Irms,on=0.14A，关断电流的有效值Irms,off=0.06A
所以开通时的损耗Pon=0.14²56=1W;关断时的损耗是0.06²10=0.036W